Comportamento anomalo MOSFET durante deadtime per il pilotaggio di una ventola

[MusicIsLife]

Buongiorno a tutti ragazzi.

 

Sto analizzando un circuito che pilota un carico induttivo (ventola da 300W a 220VAC).

Nel file "Schema pilotaggio ventola" vedete una porzione del circuito.

I segnali che pilotano i due optoisolatori sulla sinistra provengono da un driver sul quale è possibile settare un deadtime variabile da 400ns a 5us attraverso una resistenza interna. Nelle misure riportate nelle immagini di questo post il deadtime è impostato a 400ns.

Le tensioni VCC_A e VCC_B sono pari a 24VDC.

 

Premetto che il circuito funziona correttamente.

Come potete osservare dai rilievi all'oscilloscopio il comportamento delle tensioni VDS_Q2 e VDS_Q3 non o simmetrici durante le transizioni del mosfet da spento ad acceso e viceversa.

In particolare il comportamento che ritengo anomalo è visibile nel file "IMG8". Come potete vedere il mosfet Q3 è acceso (VGS=18V), mentre il mosfet Q2 è spento (VGS=0V). Ad un certo punto la tensione di gate di Q3 scende a 0V e per circa 400ns resta a 0V come la tensione di gate di Q2; questo, ovviamente, è il tempo morto. Come si osserva da IMG8, non appena la tensione di gate di Q3 va a 0V salgono contemporaneamente le tensioni VDS dei due mosfet Q2 e Q3 Queste due tensioni salgono linearmente, arrivando a circa 160V oltre al valore precedente; in particolare VDS_Q2 dai 330V raggiunge quasi 500V, mentre VDS_Q2 da 0V sale a 160V. Una volta passata questa fase, che ha durata pari al deadtime=400ns, il mosfet Q2 si accende e di conseguenza VDS_Q2 schizza a 0V.

 

In IMG9 si osserva un comportamento differente rispetto a quello appena descritto; ciò che si vede in questa immagine è quello che realmente mi aspetterei durante le transizioni dei mosfet. Infatti in questo caso le tensioni VDS di Q2 e Q3 restano stabili fino a quando si ha la commutazione del mosfet. A seguito della commutazione, una volta trascorso il deadtime, l'eccitazione dei due mosfet si inverte e, dunque, VDS_Q2 da 0V sale a 330V con un overshoot limitatissimo.

 

I due mosfet sono: STD13NM60N.

Le resistenze di gate sui due mosfet sono da 10Ohm.

Le due induttanze in serie alla ventola sono da 10uH 4A.

 

 

Per riassumere ho riportato nel file "Zona critica" il riquadro marrone dove ritengo che i segnali VDS_Q2 e VDS_Q3 abbiano un comportamento anomalo.

Voi cosa ne pensate?

 

Modificato: 22 febbraio 2023 da MusicIsLife

[Livio Orsini]

3 ore fa, MusicIsLife ha scritto:

Voi cosa ne pensate?

 

Tu noin dai alcuna informazione sul circuito di pilotaggio dei gates.

Dagli oscillogrammi deduco che il gate del mosfet non è pilotati in modo corretto per lo spegnimento.

I driver di pilotaggio hanno circuitazioni di tipo totem pole o push pull così da poter fornire energia al gate nei due sensi. Detto in modo semplificato, il drivere deve caricare velocemente il condensatore virtuale durante la fase di accessione, e scaricarlo, altrettanto velocemente, in fase di spegnimento.

Nel tuo caso sembra che ciò non avvenga, sembrerebbe che non ci sia energia sufficiente per scaricarlo velocemente.

Anche il fronte di discesa del comando gate non mi sembra molto veloce, infatti sono 100ns abbondanti, mentre dovrebbe essere non più do 30ns.

Con un comando simile il mosfet dissiperà moltissimo.

Modificato: 22 febbraio 2023 da Livio Orsini

[MusicIsLife]

Buongiorno Livio.

Grazie per la risposta.

 

I due fotoaccoppiatori che pilotano il gate dei due mosfet Q2-Q3 si vedono parzialmente nello schema elettrico (si trovano a sinistra, dove sono presenti i pin VCC-VO-GND). Essi sono dei TLP5702H, con trise=37ns(typ) e tfall=50ns(typ).

I due fotoaccoppiatori, lato diodo LED, vengono pilotati dal gate driver 2ED21844S06J che pilota l'uscita high side e low side; esso ha trise=30ns(max) e tfall=30ns(max).

Le uscite del gate driver 2ED21844S06J sono push-pull, quindi vengono forzate HI o LO direttamente dal driver stesso.

 

La cosa che mi lascia perplesso è la non simmetria tra una transizione e l'altra. IMG9 mi sembra sia OK, mentre IMG8 riporta un comportamento strano che mi causa una sovratensione che raggiunge i 500V su VDS_Q2. Sembra che il nodo di uscita salga linearmente in tensione durante il deadtime; questa cosa però non avviene durante la transizione di IMG9.

 

 

TLP5702J timing:

 

 

 

2ED21844S06J timing:

Modificato: 23 febbraio 2023 da MusicIsLife

[Livio Orsini]

Non sono adeguati per un corretto pilotaggio. Bisogna usare driver specifici.

 

La sovratensione è normale se non si usano subire adatti per eliminarla

Modificato: 23 febbraio 2023 da Livio Orsini

[Dumah Brazorf]

-

Modificato: 23 febbraio 2023 da Dumah Brazorf

[MusicIsLife]

@Livio Orsini cosa intendi con "non sono adeguati?

Cosa hanno di non adeguato?

 

Ritieni non adeguati i due fotoaccoppiatori TLP5702H o il gate driver 2ED21884S06J?

 

Riusciresti a consigliarmi cosa fare?

 

Il pilotaggio avviene a 10kHz, con duty-cycle che può variare su tutto il range.

[MusicIsLife]

Riporto anche due immagini con i segnali di uscita del gate driver 2ED21884S06J che, a loro volta, pilotano i diodi LED dei fotoaccoppiatori TLP2702H.

I segnali HO e LO (nomenclatura utilizzata nel datasheet del gate driver 2ED21884S06J) sembrano puliti e quindi il pilotaggio dei LED dei fotoaccoppiatori sembra buono.

 

[Livio Orsini]

Lo schema non indica se il gate è pilotato dal driver o dall'opto.

Con quella sigla che hai dato 2ED21884S06J, non riesco a risalire al datasheet del driver.

 

9 ore fa, MusicIsLife ha scritto:

I due fotoaccoppiatori che pilotano il gate dei due mosfet Q2-Q3 si vedono parzialmente nello schema elettrico (si trovano a sinistra, dove sono presenti i pin VCC-VO-GND).

 

Questi sicuramente non sono adeguati a pilotare un gate.

A parte il fatto che, dallo schema, non misembra siano neanche usati correttamente, però non riuscendo a distinguere i numeri dei pin potrei sbagliarmi.

Comunque una cosa è certa dallo schema non si vede dove è prelaevata la tensione da fornire al Gate.

Rimane il problema principale che ho sottolineato da subito: per pilotare il gate va usato un circuito drena e fornisce corrente nei due sensi, come un totem pole o un push pull.

Visto che usi dei mos driver non capisco perchè usi dei foto accoppiatori per pilotar ei gates.

 

In quanto alle extratensioni, avendo un carico induttivo, sono normali se non si usano appositi snubbers.

[MusicIsLife]

Buongiorno Livio e buongiorno a tutti.

Ho recuperato lo schema completo (che allego).

OP_ISO2 è il segnale a frequenza 10kHz che pilota la ventola (arriva da uC).

[Livio Orsini]

Il problema è il pilotaggio.

Ho trovato il datasheet corretto del driver opto.

Potrebbe essere adatto perchè ha un'uscita push pull, però dallo schema non riesco a leggere i valori dei resistori e nemmeno quello dell'alimentazione del drive.

Da quello che vedo dagli oscillogrammi è evidente che l'energia per scaricare il gate è insufficiente. Potresti provare a ridurre i valori dei resistori di ingresso al drive e, soprattutto, di quelli inserie al gate.

[MusicIsLife]

Ciao Livio.

Se clicchi sull'immagine che ho allegato dovrebbe ingrandirsi a tutto schermo e dovresti riuscire a vedere tutti i valori riportati.

Comunque le resistenze serie dei mosfet Q2-Q3 sono da 10Ohm. Considera che i mosfet hanno internamente una resistenza di 7Ohm (sul datasheet è riportato "Intrinsic gate resistance=7Ohm).

Potrei provare ad abbassare un po' la resistenza serie, portandola magari a 6,8Ohm e vedere se la situazione migliora.

Il problema è anche che il fotoaccoppiatore TLP5072H ha 2,5A/2,5A di picco come corrente sink/source; quindi non posso neppure abbassare eccessivamente la resistenza di gate, poiché comunque la tensione che alimenta il fotoaccoppiatore lato transistor è di 24VDC.

Da quello che intuisco il problema è legato al fotoaccoppiatore TLP5072H più che al H-bridge driver 2ED21844S06J.

Potrei comunque pensare di scegliere un H-bridge driver con deadtime minore? Ho pensato che un deadtime minore si traduce una tensione di picco VDS inferiore poiché, a parità della pendenza con sui la tensione sale, il tempo di questa salita è inferiore. Di conseguenza dovrei ottenere un picco inferiore ai 500V attuali.

[Livio Orsini]

Scusa ma nello schema vedo solo l'opto

[MusicIsLife]

Ricarico qui lo schema completo.

Fammi sapere se riesci a visualizzarlo.

[Livio Orsini]

La figura non si riesce ad allargare anche cliccandoci sopra non è abiliata l'opzione zoom.

Non potresti mettermi il link al dasheett del driver? Non riesco a leggere la sigla e con la sigla che hai scritto in precedenza non trovo alcunchè.

 

Visto che ci sono 2 distine masse, io piuttosto userei 2 driver separati, direttamente per pilotare il mosfet, magari comandati da optoisolatori veloci.

[PierGSi]

Quote

 

 

Perchè lo zener da 18V in parallelo al gate, se alimenti con 24V il driver ?

Quando accendi il mosfet, costringi il driver ad erogare una corrente notevole di oltre mezzo ampere perchè lo zener sopra i 18V entra in conduzione, senza contare i fenomeni parassiti introdotti dallo stesso diodo nei transienti.

Alimenterei a 12V, massimo 15V, il driver.

Nel datasheet dei mosfet STD15N60M2 vedo una capacità di Gate molto modesta, una altrettanto ridotta total gate charge (QGS+QGD ) e se non mi sfugge qualcosa un comando a soli 10V dovrebbe garantirne il funzionamento ON/OFF.

 

Per caricare e svuotare quel gate in 500nS, bastano meno di 50 mA. 

 

Farei una prova

 

driver a 15V

zener va bene 18V

resistenza di gate 100 ohm (circa 180 mA max).

 

Modificato: 25 febbraio 2023 da PierGSi

[Livio Orsini]

32 minuti fa, PierGSi ha scritto:

Per caricare e svuotare quel gate in 500nS, bastano meno di 50 mA.

 

500ns sono almeno un ordine di grandezza maggiore di quello che servirebbe in realtà.

Come si vede dagli oscillogrammi il mosfet stà lavorando in zona lineare per circa 400ns.

[PierGSi]

6 ore fa, Livio Orsini ha scritto:

 

500ns sono almeno un ordine di grandezza maggiore di quello che servirebbe in realtà.

Come si vede dagli oscillogrammi il mosfet stà lavorando in zona lineare per circa 400ns.

 

10 kHz è una frequenza relativamente bassa, pilotare i gate in modo brusco con R molto basse fa guadagnare qualcosina a livello perdite di switching, ma spesso si paga in termini di ringing ed oscillazioni spurie che tra l'altro danno noie in fase di prove EMC.

Non sono sicurissimo che sia in zona lineare, una pinza amperometrica potrebbe dare la conferma.

Se il fronte di discesa sul gate non fosse netto potrei essere d'accordo, però i fronti sono verticali, (a parte la questione dello zener, la dissipazione sullo stesso, sul driver, ecc) e quindi e dovrebbe passare da saturazione ad interdizione di conseguenza.

Mi viene il dubbio che quella salita lenta tra S e D possa essere provocata dall'induttanza del carico.

 

 

[Livio Orsini]

14 ore fa, PierGSi ha scritto:

Non sono sicurissimo che sia in zona lineare

 

Lo vedi dall'oscillogramma. la tensione sale in rampa poi, alla completa apertura, ovvero con corrente nulla nel MOS, iniziano le oscillazioni.

Il tratto in rampa è una zona di massima dissipazione, c'è anche il rischio che esca dal SOAR.

14 ore fa, PierGSi ha scritto:

ma spesso si paga in termini di ringing ed oscillazioni spurie

 

Quelle vanno abbattuta con gli snubbers.

Secondo te per non avere ringing è meglio far dissipare inutilmente potenza al mos? Bella soluzione!

 

Poi non capisco perchè, avendo i driver specifici per mos, ci metta di mezzo dei foto accoppiatori. Se è per separare gli zero volt basta usare la topologia circuitale adatta, come si fa sui ponti da "H" dei choppers e degli inverter.s

Modificato: 26 febbraio 2023 da Livio Orsini

[PierGSi]

Secondo me va prima di tutto valutata la tensione di alimentazione dei gate driver e la capacità di fornire loro corrente da parte dell'alimentatore, è inutile alimentare a 24V e poi clampare con lo zener dissipando potenza.

Ciò potrebbe creare le oscillazioni che si ripercuotono su entrambi gate.

 

Riferendomi alla prima immagine la rampa VDS Q3 dura 3-400 nS, secondo me se fossi in zona lineare vedresti la VGS Q3 che scende lentamente da 18V al punto in cui andiamo in regione lineare in quelle condizioni operative e, solo allora, VDS inizierebbe a salire.

La VGS dovrebbe appiattirsi (effetto miller) in corrispondenza di quando inizia a farsi sentire la CGD.

Vedo invece una VGS con un fronte pressochè verticale...esiste la possibilità che la sonda dell'oscillo non sia sul GATE ma prima della resistenza...in tal caso potrei iniziare a pensare ad un possibile funzionamento in regione lineare, ma ad una analisi sommaria con i valori in gioco secondo me difficilmente sarebbe spiegabile(10 ohm RG, 590 pF CISS e 17 QG).

Resta lo zener in parallelo al GATE, del quale non saprei quantificare l'effetto nel contesto che stiamo valutando ma, ribadisco, eviterei in ogni modo di arrivare a farlo condurre.

 

Sul discorso degli snubber anch'essi dissipano potenza, e non sto certo parlando di accendere e spegnere in microsecondi ma solo rendere il dv/dt meno accentuato per evitare risonanze tra induttanze parasstite e capacità poste sul circuito di comando, e del gate stesso.

 

Appena ho un attimo provo a fare una simulazione.

 

[Livio Orsini]

9 minuti fa, PierGSi ha scritto:

Secondo me va prima di tutto valutata la tensione di alimentazione dei gate driver e la capacità di fornire loro corrente da parte

 

Secondo me per prina cosa bisogna pilotare il gate con il suo driver.

 

10 minuti fa, PierGSi ha scritto:

secondo me se fossi in zona lineare vedresti la VGS Q3 che scende lentamente da 18V al punto in cui andiamo in regione lineare i

 

Non necessariamente.

Se non riesci a scaricare il condensatore di gate la tensione all'esterno del gate è 0, ma il condensatore non ha ancora raggiunto quel potenziale.

L'andamento a rampa lineare è l'indicazione di una scarica di una capacità a corrente costante.

Se vuoi riudurre il tempo di scarica devi aumentare la corrente di scarica, punto.

 

14 minuti fa, PierGSi ha scritto:

Sul discorso degli snubber anch'essi dissipano potenza,

 

Certo, ma se fai dissipare potenza al MOS, facendolo lavorare in zona lineare, rischi di romperlo per esce dal SOAR, o comunque di dover dissipare un'energia maggiore usando dissipatori di calore di dimensioni maggiori.

I MOSfet come interruttori hanno un solo modo corretto di pilotaggio: quello che fa compiere la transizione tra i 2 stati nel minor tempo possibile, teoricamente il tempo di transizione dovrebbe essere nullo.

 

Io comunque mi aspetto risposte da MusicIsLife  in ordine alle questioni che ho posto.

 

[MusicIsLife]

Buongiorno a tutti e grazie per le risposte.

 

Qui posto il link del gate driver che pilota i due fotoaccoppiatori: 2ED21844S06J

Qui posto il link dei due fotoaccoppiatori: TLP5702H

 

In merito al pilotaggio dei due fotoaccoppiatori, lato transistor, effettivamente potrei abbassare la tensione di pilotaggio a circa 15V. Il MOS STD15N60M2 ha una VGS di +/-25V come valore assoluto. Manterrei dunque lo zener a 18V per clampare in caso di necessità.

 

La motivazione dell'impiego di questo schematico è che deriva da applicazioni impiegate su progetti vecchi. Stavo quindi analizzando il funzionamento dello stadio utilizzando l'oscilloscopio ed ho notato questo comportamento anomalo per cui avrei voluto capire come ridurre/eliminare quella rampa di salita che compie la tensione VDS su entrambi i canali nel momento in cui Q3 si spegne (Q2 è già spento). La cosa che non mi spiego non è tanto questo comportamento ma è per quale motivo in un verso ho questo atteggiamento delle tensioni VDS, mentre nel caso opposto (Q2 si spegne, mentre Q3 è già spento) le tensioni VDS non salgono linearmente.

 

 

[Livio Orsini]

4 minuti fa, MusicIsLife ha scritto:

Manterrei dunque lo zener a 18V per clampare in caso di necessità.

 

Lo Zener è anche una capacità, non trascurabile, variabile con la tensione. Molti decenni fa li usavo come varicap. Questa capacità aggiuntiva tra gate e source è molto dannosa. Ho archiviato da qualche parte un documento di un noto produttore di Mosfet ed Igbt in cui, analizzando il pilotaggio, dimostra come una capacità aggiuntiva tra gate e source è fonte di problemi non trascurabili.

Io eliminerei lo zener soprattutto pwer queste problematiche.

 

Piloterei direttamente i gate con il suo driver studiando la circuitazione adatta. I due driver son già previsti per il pilotaggio del mosfet "alto" e di quello "basso" del semiponte.

 

Spiegare in poche righe il comportamento del mos come interruttore, quando necessiterebbe un capitolo intero di un testo, è impossibile. Comunque bisogna considerare il fatto che la Ciss non è costante, ma varia con la tensione Vgs (una specie di varicap) e, soprattutto, non è lineare.

[MusicIsLife]

Buongiorno a tutti.

Ho rimosso i diodi zener connessi tra gate e source di Q2 e Q3.

Ho abbassato la tensione dei due fotoaccoppiatori TLP5072H da 24V attuali a 15V.

Effettuando nuovamente i rilievi con l'oscilloscopio ho notato che nulla cambia nel comportamento descritto in precedenza. Ho esattamente gli stessi risultati come da immagini del post #1.

Di conseguenza credo che il problema non sia correlato alla tensione di pilotaggio dei gate dei mosfet.

 

Vorrei mantenere la configurazione come da schema sopra riportato, ovvero gate driver + 2 fotoaccoppiatori (uno che pilota Q2 e uno che pilota Q3). Mantenendo questa configurazione come è possibile limitare la crescita lineare di tensione presente nella prima immagine di post #1 (Q2 OFF, Q3: ON -> OFF), arrivando ad una situazione simile a quella della seconda immagine di post #1 (Q2 ON -> OFF, Q3 OFF)? Quello che non riesco a spiegarmi è la non simmetria nel comportamento durante accensione e spegnimento dei due mosfet. I rami di pilotaggio sono identici; perché in un caso ho la tensione VDS su entrambi i mosfet che sale, mentre nel caso diametralmente opposto la tensione VDS su entrambi i mosfet resta costante fino allo spegnimento del mosfet acceso?

Dovrei eventualmente ridurre il dead time in modo da ridurre la crescita della tensione VDS sui due mosfet nella parte riquadrata in marrone della terza immagine di post #1?

[Livio Orsini]

7 minuti fa, MusicIsLife ha scritto:

Di conseguenza credo che il problema non sia correlato alla tensione di pilotaggio dei gate dei mosfet.

 

Come ti ho scritto dall'inizio, non è un problema di tensione ma di corrente.

L'ingresso di un mosfet lo puoi assimilare ad una capacità. Per portare in saturazione il mosfet la capacità deve caricarsi ad un determinato valore di tensione, per portare all'interdizione il mosfet la capacità deve essere scarica, ovvero al medesimo potenziale di source.

Maggiore è il valore della corrente di carica e di scarica, più velocemente avviene la transizione tra i due stati.

Il tempo di transizione non può essere nullo, però un tempo di apertura di circa 0.4µs mi sembra lungo.

Io piloterei direttamente il gate con i driver, evitando l'uso dei fotoaccoppiatori.

 

12 minuti fa, MusicIsLife ha scritto:

Mantenendo questa configurazione come è possibile limitare la crescita lineare di tensione presente nella prima immagine di post

 

Che tu usi il driver o il foto accoppiattore l'importante è la corrente di scarica e carica. Quindi ridurre il valore del resistore in serie al gate e, al limite,  provare con un diodo shotcky in parallelo al resistore per aumentare la corrente di scarica.

[MusicIsLife]

2 minuti fa, Livio Orsini ha scritto:

Che tu usi il driver o il foto accoppiattore l'importante è la corrente di scarica e carica. Quindi ridurre il valore del resistore in serie al gate e, al limite,  provare con un diodo shotcky in parallelo al resistore per aumentare la corrente di scarica.

Ciao Livio.

Dici di provare a mettere una rete R-D in parallelo all'attuale 10Ohm di gate? Potrei magari mettere uno shottky con una resistenza tipo da 4,7Ohm in serie, collegando l'anodo del diodo al gate del mosfet, in modo da utilizzare la rete R-D solo allo spegnimento dei mosfet.

Considera però che i due TLP5702H possono erogare/assorbire al massimo 2,5A. Se piloto i gate dei mosfet con 15V potrei al massimo avere una resistenza equivalente di gate in carica/scarica di 6Ohm.

Considerando che la resistenza intrinseca di gate dei mosfet scelti è di 7Ohm (typ) potrei teoricamente utilizzare un corto circuito come resistenza di gate tra fotoaccoppiatori e gate di Q2-Q3. Ovviamente non utilizzerò il corto-circuito, ma ho pensato di mantenere 10Ohm come resistenza di carica e mettere in parallelo la rete R-D con R=4,7Ohm per la fase di scarica. Cosi facendo in scarica avrei circa 3,2Ohm come resistenza di scarica.